多相 Buck 的相电流不均由寄生参数的百分之几公差起头，被平方项放大成十几倍的损耗差。一台 1.9 kW 的四相样机，启用均流环时效率 91.87%，断开之后 89.41%，只掉 2.46 个百分点；但最重的那一相电流跑到最轻一相的 5.1 倍，管子上分摊的导通损耗差 26 倍。效率表上看不出来的事，器件寿命上看得出来。

公差起点是两个百分点

48 V 中间母线往下的这一级，几乎都用多相交错 Buck。相数一多，每相只承担总电流的几分之一，电感可以做小，输出纹波靠相位错开互相抵消。

问题藏在寄生参数里。电感和电容的等效串联电阻，供应商给的典型偏差是正负 2%；MOSFET 的导通电阻在同一温度下，制造离散也在 2% 这个量级。单看每个数字都不吓人。

真正麻烦的是这些偏差不会互相抵消。四相并在一起，电流按各相阻抗的反比分配，谁的路更通，谁就多担。开环状态下这个分配关系可以写得很简单：

I = (Vin × D 降 Vo) / R

分子对所有相都一样，电流就与各相电阻成反比。电阻差 2%，电流就差 2%。这是线性关系，看着完全可控。

麻烦在于这个式子只是一阶近似。真实电路里还有死区时间、驱动延迟、电感饱和特性、PCB 走线长度这些不对称项，它们的作用方向和电阻偏差不一定同向，叠起来可以把 2% 放大成几十个百分点。

论文给出的实测最能说明问题。同一台 120 V 转 48 V、1.9 kW、四相、开关频率 103 kHz、占空比 40% 的样机，断开均流环之后，四相电流分别是 13.1 A、3.78 A、2.58 A、8.29 A。总电流 27.75 A，平均下来每相该是 6.94 A。

最高的一相跑到平均值的 1.89 倍，最低的一相只有 0.37 倍。两者之比 5.1。

图 1 断开均流环之后四相电流的实测分布（依据原文第 IV 节实验数据绘制）

很小压差上的放大器

2% 的公差怎么会变成 5.1 倍的电流差，得看那个分子的绝对值有多小。

稳态时 V_in 乘 D 与 V_o 几乎相等，两者之差就是各相寄生电阻上的压降。取每相 10 A、回路电阻 7.6 毫欧，这个压差只有 76 毫伏。分子是 76 毫伏，分母是 7.6 毫欧，商才是 10 A。

分子一小，任何一点扰动都被放大。占空比偏 0.04 个百分点，在 120 V 输入上就是 48 毫伏，相对 76 毫伏是 63%，电流跟着偏 63%。占空比偏 0.1 个百分点，电压偏差就超过压降本身，这一相的电流可以翻倍。

电阻偏差和占空比偏差的量纲不同，被放大的倍数也不同。电阻差 2%，电流差 2%；占空比差 2%，电流差 20% 以上。实际电路里两者同时存在，这就是实测偏差远大于 2% 的原因。

效率表只掉 2.46 点

先算总账，因为总账最容易骗人。

额定 1.9 kW 输出，效率 91.87% 时总损耗是 168 W；效率 89.41% 时总损耗是 225 W。两者差 57 W，相对涨幅 34%。

从整机角度看，2.46 个百分点不算灾难。电源工程师看到这个数字，第一反应通常是把散热余量加一点，或者把风扇转速提一档，事情就过去了。

这个反应会漏掉损耗的分布。57 W 不是四相平摊的，它主要落在电流最大的那一相上。

导通损耗按电流的平方走，单相可以写成：

P = I² × R

式中 I 为该相电流，R 为该相回路电阻。四相的电阻在同一批器件里差别很小，可以近似看成相同。那么损耗比就等于电流比的平方。13.1 A 对 2.58 A，比值 5.08，平方是 25.8。

这就是 26 倍这个数字的来源。它不是估算，是把实测电流代进平方关系直接算出来的。

同一颗封装、同一块铜皮、同一个风道，一相的发热量是邻居的 26 倍。总损耗只涨了三分之一，局部的热流密度却涨了一个数量级以上。

图 2 均流与不均流两种配置下的总损耗对比（依据原文第 IV 节效率数据折算）

温度把差距再放大一遍

论文测了均衡工况下的开关温度，范围是 49.1 °C 到 59.5 °C，环境 22 °C，运行 60 秒后读数。这个区间在器件厂商推荐的工作范围内。

不均衡工况下，电流大的相温度明显更高，论文点出相 2 和相 4 的晶体管温升最高。这两个位置和电流分布不完全对应，说明热耦合也在起作用，相邻相之间的铜皮和风道会互相加热。

温度上去之后有两件事同时发生。器件的失效率按温度指数上升，业界常用的经验是每升 10 °C 寿命减半；电解电容的等效串联电阻随温度上升，纹波电流产生的损耗进一步增加，形成正反馈。

这里要补一句限度。MOSFET 的导通电阻是正温度系数，温度高的那一相电阻变大，会把电流让回去一点，这是器件自带的自平衡。纯电阻失配因此不会无限放大，这也是很多不做均流的电源还能凑合工作的原因。真正把偏差推到 5 倍的是时序和占空比，那部分没有自平衡，只会一路放大。

26 倍的损耗差，配上 10 °C 减半的寿命关系，落到实际运行上就是某一相先坏，然后整台模块下线。

均流环买的是 240 微秒

解决办法不复杂，加一条均流环。

论文用的是商用控制器 ISL6558，靠滞环控制同时做电压调节、均流和 90 度移相。它的特点是不直接检测每相电流，而是从输出纹波和开关时序里间接估计，省掉了四路电流采样和对应的走线。

代价写在响应时间上，实测稳定响应约 240 微秒。这个数字对 103 kHz 的开关频率来说，相当于二十多个开关周期。负载阶跃发生时，均流环要二十几个周期才把相间偏差拉回来，这段时间里电流仍然按阻抗分配，最重的那一相先热起来。

四路电流采样加隔离放大器，在整机物料里占几个百分点，和 57 W 的额外损耗比，这笔钱仍然划得来。所以均流环不是万能的，它把稳态偏差压住，瞬态偏差还在。真正的做法是把两件事一起做：用均流环管稳态，用对称的布局和匹配的器件管瞬态。四相的走线长度差、驱动回路寄生电感差，这些在布局阶段就该控到最小，而不是等控制环去补。

48 V 母线为什么对这个更敏感

同样的机制，在 48 V 中间母线上比在 12 V 上更难缠。

原因是电流大。1.9 kW 在 48 V 下是 40 A，在 12 V 下是 158 A。电流越大，同样的电阻偏差产生的绝对压降越大，而 48 V 系统的输出调节余量并没有按比例放大。器件上的导通损耗占比重，寄生电阻的影响也就更明显。

智算中心的供电链正在把 48 V 往机柜里推得更深，单柜功率往上走，这一级的相数从四相做到十几相，每相电流从 10 A 做到几十安。相数越多，均流的问题越突出，因为相位越多，任何一相的偏差在总电流里的占比都变小，但那一相自身的损耗占比不变。总电流的纹波看着更干净了，单颗器件的热点却更集中。均流在这一级是基本功，不是可选项。

一句话，均流的账不在效率表上，在最热的那颗管子上。

内容来源：World Electric Vehicle Journal（MDPI 开放获取，CC BY 4.0）

原文标题：Study of the Effects of Current Imbalance in a Multiphase Buck Converter for Electric Vehicles

作者：Iván Alfonso Reyes-Portillo，Abraham Claudio-Sánchez，Jorge Alberto Morales-Saldaña 等

DOI：10.3390/wevj13050088

配图说明：两张图均为自行绘制，为原理示意，非原文原图复制。

改动声明：本文为对开放获取文献的技术编译与解读，标题、行文与配图为原创。

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